1.在走线约束允许的情况下，应该使每根线之间的间距S尽量的大
评论：这个很容易理解，线之间的间距大，其分布电容电感之间的影响就小，电磁场耦合也会变小
2.在满足阻抗要求的情况下，应改是传输线和参考平面间的距离越小越好（减小H）。这样做会让传输线和参考平面更紧密的耦合，减少临近线的干扰
评论：设计中要尽量减小H，但也不是无限制的，还受到制造工艺的限制。
3.对于关键信号（例如时钟信号）用用差分走线，如果系统设计允许的话
评论：差分信号的共模抑制好，能有效的抑制临近线的干扰。但是很多时候系统设计就是单端模式。
4.如果不同层的信号存在严重的干扰（如M4和M4之间），那么走线时要让这2层走线方向垂直
评论：这是通常的基本原则。相互垂直的线，电场和磁场也分别是相互垂直的，可以减少相互间的串扰。
5.如果可能的话，信号走带状线或者嵌入式微带线，以减少传播速度变化的影响。
评论：带状线的传播速度是不受串扰影响的，而微带线会受串扰影响。传输线传播速度变化会引起时序问题，所以尽量走嵌入是微带线。
6.减少线之间平行距离的长度。走线应该使平行长度尽量短，使网络间耦合的部分尽量小。
评论：还是在几何空间上减少干扰
7.合理分布板子上元件，使走线的拥挤程度最低。
评论：还是在几何空间上减少干扰
8.使用慢的上升/下降沿。但是这样做需要很谨慎，因为这样做可能会带来其他负面影响。
评论：减小上升/下降沿，其实就是减小了系统最高频率。系统的最高频率取决于上升/下降沿，而不是系统信号的频率。有时候是不能减小边沿速率的。
本文来自《高速数字系统设计-互连理论和设计实践手册》的读后感
除了这里推荐的几本信号完整性方面好书，还有一本书非常值得一看《高速数字系统设计-互连理论和设计实践手册》英文名字叫《High-Speed Digital SystemDesign—A Handbook of Interconnect Theory and Design Practices》，注意这本书的作者是Stephen H. Hall,Garrett W. Hall,James A. McCall，而不是Howard Johnson的那本《高速数字设计》。
这本书的特点就是理论结合实际。从传输线的，到串扰，到有损传输线等等，有原理，有公式，有实际的例子。而且这本书也不厚中文250页左右，英文本330也左右，不像动辄1000页的书那么头大。国内有中文译本，翻译的还不错，买一本的价格也不是很贵。不过还是推荐看英文原版的，毕竟翻译过来的存在一定的误差。如果想先看看电子本的可以在这里下载。中文为扫描的pdf版本，英文为文字的pdf。
英文版下载
中文版下载
本站支持RSS全文输出，feed的地址是：
http://www.signal-integrity.org/feed
用Google reader等阅读器订阅即可。
前面一篇文章讲述了如何通过分布电容来求解单端传输线阻抗的方法。既然有polar这样的软件去直观计算阻抗，为什么还要这么麻烦的用二维场？其实这就是一个学习的过程，polar固然简单，但是你无法知道它计算的细节。通过二维场的分析，能真正理解信号在传播过程中电场和磁场的分布和变化。能够看到真正影响传输线的因素，能等到传输线基本理论的由来，这样才能真正的理解传输线，而不是只知道一些经验法则，无法知道背后的原理，遇到实际问题的时候会茫然无措。因为电磁场确实比较复杂，对多数人来说就是一个黑盒子。其实电磁场并不是想象中那么难以理解，电磁场完美的遵循了麦克斯韦方程，现在电脑速度和计算能力很快，完全可以通过计算机的数值求解计算出电磁场中每个点的参数。
这篇文章也是我学习传输线的心得。对于传输线来说，经常会说到差分阻抗，但很多人可能不知道还有个共模阻抗的概念，更不用说奇模阻抗和偶模阻抗。如果不知道这些概念，请先参见我之前的一篇文章《传输线差分/共模阻抗和奇模/偶模阻抗之前的关系》。还要理解的一个概念是部分电容，电容是由其物理几何结构所决定的，不会随着外界的电压，电流，磁场变化。每个导体都会对其他导体产生影响，会引起别的导体电容的变化，这个就是部分电容的概念。
本文就是分别求解奇模和偶模的部分电容，然后推算出奇模和偶模阻抗，然后得到差分和共模阻抗。为了做对比先用polar计算出下面的传输线的差分和共模阻抗，单位用英制的mil
图1. Polar计算的差分线的阻抗参数
下面我们来建模分布计算部分电容。对于奇模，是2个幅度相同，相位相反的信号。由电路的对称性质可知，如果导体1和导体2和参考平面之间的电容分布都为C2，2个导体之间分布电容为C1，那么可以等效如下。在奇模的情况下，2个导体对参考平面的等效电容为C2+2C1。
图2. 奇模等效电容分布
现在用maxwell 2D建模仿真，用静电场模式求解C1和C2。
图3. 用Ansoft Maxwell 2D建模仿真
求解结果如下，在空气中的时候：Voltage1（或者Voltage2）和Voltage3之间为图中的C2为31.179pF；C1为Voltage1和Voltage2之间的电容C1为4.8426pF。所以得出even传输线等效对参考平面的等效电容为C2+2C1=31.179 + 2*4.8426 = 40.8642pF
图4. 介质为空气时分布电容结果
在FR4中的结果如下，Voltage1（或者Voltage2）和Voltage3之间为图中的C2为101.72pF; C1为Voltage1和Voltage2之间的电容C1为5.0481pF。所以得出even传输线等效对参考平面的等效电容为C2+2C1=101.72+ 2*5.0481= 111.8162pF
图5. 介质为FR4时分布电容结果
最终根据阻抗计算公式
得到Zodd = 1/（2.998e8 *sqrt(40.8642pF*111.8612pF)）= 49.335欧姆，和上图polar中结果了一致。差分阻抗即为odd阻抗2倍。
Zdiff = 2*Zodd = 98.67欧姆
同理可以求解odd模式下阻抗。对于odd模式来说，由于2根传输线的信号幅度和相位都相同，因此不会他们之间的互容C1并不其作用,如下图所示，和地之间等效电容为即C2。用上面求解的结果，Cair = 31.179 pF，Cfr4 = 101.72pF. Zeven = 1/（2.998e8 *sqrt(31.179 pF*101.72pF)）= 59.229，也和polar结果一致。
Zcomm = Zodd/2 = 29.61欧姆
图6. 偶模等效电容分布
本文的例子下载地址如下：
http://www.box.net/shared/kgd0jvg8hq
http://www.box.net/shared/hedn9lxyst
在Eric Boagation的Signal and Power Integrity – Simplified 中5.7节提到了用二维场求解传输线阻抗的方法，但是没有给出具体的方法和算法，一直想去验证，但是没有找到好的二维场和求解方法。后面偶然发现了一篇文章，可以通过求解传输线分布电容的方法来计算阻抗。本文就讲述一下如何通过Ansoft maxwell 2D求解微带线阻抗的方法。
传输线可以通过建立RLCG模型来等效，这篇文章是简要的介绍模型的方法http://www.signal-integrity.org/post/tline-story-4.html。2个基本的参数用来定义传输线:阻抗Z0和传播速度vp。如果一个传输线单位长度的电容是C，单位长度的电感是L，那么对于无损传输线来说阻抗Z0就是：
(1)
传播速度Vp为：
(2)
粗略一看，需要用静电场来求解分布电容C；用静磁场求解分布电感L。但是问题还可以简化，因为L和C并不是独立的。因为有一个特殊情况，如果传输线和回流平面之间的介质为空气的话，传播速度就是光速为c = 2.998+e8 m/s。带入（2）式就可以得到：
（3）
C0是空气介质时的分布电容。可见L可以有C0解出来。带入阻抗公式即可得到：
（4）
也就是说，只要分别求出在介质为空气和实际使用的介质时的分布电容，通过公式（4）即可得到阻抗Z0
分布电容的求解方法如下，在下图中在下面的盒子中假定传输线的电势为1V，必然满足拉普拉斯方程，可以由二维场求解，沿其一个闭合积分就可以得到传输线上所带的电荷量，积分值一般的二维场求解器都会给出，我试过matlab的PDE工具箱，好像没法给出闭环积分制，所以就放弃使用。再由于Q=C*V,就能推算出C的值。当然像Ansoft maxwell 2D就可以直接给出电容值。
为了对比结果，先用polar软件计算一下如下图所示的无损传输线的阻抗为46.48欧姆：
按照图示的参数建模仿真，把介质分布设为空气和FR4两种情况分布求解出分布电容为41.128pF和126.31pF。通过公式（4）的计算结果为：
Z0 = 1/（2.998e8 *sqrt(41.128pF*126.31pF)） = 46.29欧姆。这个结果和polar计算出的结果是一致的。
本文的Ansoft maxwell的例子可以在下面地址下载：
http://www.box.net/shared/3eq3ef3e6t
http://www.box.net/shared/3eq3ef3e6t
Recent Comments